7.1.1 Запуск и Пониженный LockOut (UVLO)

Первоначально конденсатор на V CC линии заряжается от сети высокого напряжения, используя HV линию. Когда V CC меньше, чем V запуска, ток заряда низкий. Этот малый ток защищает интегральную схему, если в V CC линия замкнута на землю. Для того, чтобы обеспечить короткое время пуска, ток заряда выше V запуска увеличивается до V CC достигает Vth(UVLO). Когда V CC находится между Vth(UVLO) и V запуска, зарядный ток идет низко снова, чтобы обеспечить низкий, безопасный для интегральной схемы ток при неисправности.

Ик управления активирует внутреннюю схему и выключает ток высокого напряжения заряда, когда напряжение на выводе V CC проходит уровень запуска V мах. Во-первых, интегральная схема тока LATCH контакт активируется для плавного пуска конденсаторов на выводах PFCSENSE и FBSENSE.

Когда Latch input напряжение превышает Ven(LATCH) напряжение, и мягкий пусковой конденсатор на PFCSENSE выводом заряжен, схема PFC активируется.

Если конденсатор плавного пуска на FBSENSE выводе заряжен, импульсный трансформатор также активируется. Выходное напряжение импульсного трансформатора затем регулируются до его номинального выходного напряжения. Вспомогательная обмотка импульсного трансформатора запитывает интегральную схему.

Если во время запуска Latch input вывод не достигает Ven(LATCH) Уровень прежде, чем V CC достигает Vth(UVLO), он отключается.

Ток заряда затем снова включается. При запуске импульсного трансформатора , V FBCTRL контролируется. Если выходное напряжение не достигнет намеченного уровня регулирования в течение заданного времени, напряжение на FBCTRL вывод достигает V к (FBCTRL) уровень. Ошибки затем предполагаются и запертый сброс инициируются. Когда одна из функций защиты активируется, оба преобразователя прекратить переключение и V CC напряжение падает до Vth(UVLO). При сработавшей защите микросхема заряжает конденсатор С VCC используя HV вывод, но не перезагружается преобразователей. Для того, чтобы обеспечить надежную защиту перезапуска, конденсатор заряжается с помощью HV вывод и перезапуске устройства (см блок-схему, фигура 1 ).

Если OVP схемы PFC (V VOSENSE > V OVP (VOSENSE)) происходит, то контроллер останавливает PFC переключения до тех пор, VOSENSE контактного напряжение не упадет до менее чем V OVP (VOSENSE). Если сетевое пониженное напряжение обнаруживается, В VINSENSE < V остановки (VINSENSE), контроллер PFC не прекращает переключение до V VINSENSE> В начать (VINSENSE) еще раз. Когда напряжение на выводе V CC опускается ниже уровня минимального напряжения блокировки, оба контроллера прекращают коммутацию и вновь переходят в безопасном режиме перезапуска. В безопасном режиме перезапуска, выходы драйвера отключены и V CC контактное напряжение заряжается с помощью HV вывода.

7.1.2 Управление поставками (Supply management)

Все внутренние опорные напряжения являются производными от температуры компенсированного и подстриженной запрещенной зоны схемы на кристалле. Внутренние опорные тока являются производными от температуры и компенсированной подстриженной на чипе опорного тока цепи.

7.1.3 Latch input

LATCH INPUT линия является входной контакт общего назначения, который используется для выключения обоих преобразователей.

Линия источника тока IO(LATCH) of 80 uA. интегральной схемы блокировка запуска прекращается, как только напряжение на Latch input падает ниже 1,25 В.

При первоначальном пуске, переключение блокируется до тех пор, конденсатор на Latch input выводе не заряжается выше 1,35 В. Нет внутренней фильтрация не делаются на этом выводе. Внутренний стабилитрон на 2.9 V защищает этот вывод от чрезмерных напряжений.

7.1.4 сброса Latch input быстрого (Fast latch reset)

В типичном применении, сетевое напряжение может быть прервано, чтобы сбросить зафисированную защиту интегральной схемы. Конденсатор шины PFC не должен выполнять для этого тактных защит для сброса.

Когда напряжение VINSENSE падает ниже 750 мВ, а затем повышают до 870 мВ, то защита сбрасывается. Защита также сбрасывается при снятии напряжения с V CC и HV выводов.

7.1.5 Защита от перегрева

Точная защита внутренней температуры обеспечивается в схеме. Когда температура перехода превышает максимальную температуру, интегральная схема прекращает переключение.
Пока OTP активен, онденсатор С VCC не заряжаться . Если V CC Напряжение питания не является достаточным, схема OTP подается от HV вывода. OTP является тактной защитой.
Он сбрасывается путем снятия напряжения с V CC и HV вывода или с помощью быстрой Latch input функции сброса (см Раздел 7.1.4 ).

Схема коррекции коэффициента мощности 7.2

Схема коррекции коэффициента мощности работает в квази-резонансной или прерывистого режима проводимости (DCM) с изменением скважности.
Следующий первичный импульс запускается только тогда, когда предыдущий вторичный импульс закончился и напряжение на PFC MOSFET достиг минимального значения. В PFCAUX используется для обнаружения трансформатора размагничивание и минимальное напряжение на внешний переключатель PFC МОП-транзистор.

7.2.1 t _on control

Схема коррекции коэффициента мощности работают в t _on control. В результате сетевой гармоники снижение интегральной схемы находится в пределах требований класса D.

7.2.2 скважность переключения и размагничивания (PFCAUX линия)

PFC МОП-транзистор включается после того, как трансформатор размагничивания. Внутренняя схема соединена с контактом PFCAUX обнаруживает конец вторичного импульса. Он также определяет напряжение на PFC МОП-транзистора.
Для того, чтобы уменьшить потери на переключение и электромагнитные помехи (переключение скважности) (EMI), следующий ход запускается, если напряжение на PFC MOSFET находится на минимальном уровне.

Если сигнал размагничивания не обнаруживается на выводе PFCAUX, контроллер генерирует нулевой ток сигнала (ZCS), 50 • s после последнего сигнала PFCGATE. Если сигнал скважность не обнаруживается на выводе PFCAUX, контроллер формирует сигнал скважности 4 • с после размагничивания обнаружено.

Для защиты внутренней схемы во время грозовых событий, например, добавить 5 K • последовательный резистор к PFCAUX. Для того, чтобы предотвратить неправильное переключение из-за внешние помехи, поместите резистор близко к интегральной схеме на печатной плате.

7.2.3 Ограничение частоты.

Для оптимизации трансформатора и свести к минимуму потери на переключение, частота переключения ограничена f_sw(PFC)max.
Если частота для квази-резонансной операции над f_sw(PFC)max максимальна, то система переключается на DCM. PFC МОП-транзистор включается только при минимальном напряжении на переключателе (переключение скважности).

7.2.4 Сетевое напряжение компенсации (VINSENSE линия)

Уравнение для передаточной функции корректора коэффициента мощности содержит квадрат входного напряжения сети. В типичном применении, это приводит к низкой пропускной способности для низких сетевых входных напряжений и высокой пропускной способности для высоких входных напряжений питающей сети. Для компенсации влияния сетевых входного напряжения, TEA1751LT содержит схему коррекции. Среднее напряжение входного напряжения измеряется с помощью вывода VINSENSE и информация подается на внутреннюю цепь компенсации. Используя эту компенсацию, можно поддерживать постоянную полосу пропускания контура регулирования в диапазоне сетевого ввода. Эта функция дает быстрый переходный ответ на шаги нагрузки, при этом соответствующие требованиям класса D MHR.

В типичном применении, резистор и два конденсатора подключен к контакту PFCCOMP установить полосу пропускания контура регулирования.

7.2.5 функция мягкого старта (линия PFCSENSE)

Чтобы предотвратить звуковой шум трансформатора при пуске или во время перезапуска, функция мягкого старта медленно увеличивает пиковый ток трансформатора. Это увеличение достигается за счет введения R SS1 и C SS1 между PFCSENSE ниппеля и тока резистор R SENSE1.

Внутренний источник тока заряжает конденсатор на: (1)

Напряжение ограничено Vstart(soft)PFC.

Уровень начала и постоянное время увеличения первичного уровня тока регулируют путем изменения внешнего значения R SS1 и C SS1. (2)

Уменьшенный ток Istart(soft)PFC протекает до тех пор, пока V PFCSENSE ниже 0,5 В.

Если V PFCSENSE превышает 0,5 В, то после плавного пуска источника тока, микросхема начинает подавать предельный ток Istart(soft)PFC.

Когда PFC начинает переключение, ввода начать (soft)PFC источника тока выключен; видеть фигура 5 ,

Режим 7.2.6 с низким энергопотреблением

Когда выходная мощность импульсного трансформатора (см Раздел 7.3 ) Является низким, импульсный трансформатор переключается на Режим уменьшения частоты.

Схема коррекции коэффициента мощности затем выключается для поддержания высокой эффективности.

Во время работы в режиме низкого энергопотребления, то PFCCOMP вывод зажимается до минимального напряжения 2,7 В и максимальное напряжение 3,9 В. Нижний зажим напряжения ограничивает максимальную мощность, которая поставляется, когда PFC включается снова. Верхний зажим напряжение гарантирует, что PFC возвращается к своей нормальной точке регулирования в течение ограниченного времени при возвращении из режима пониженного энергопотребления.

Когда импульсный трансформатор выходит из режима уменьшения частоты, схема коррекции коэффициента мощности восстанавливает нормальную работу.

Для того, чтобы предотвратить непрерывное переключение схемы PFC, небольшой гистерезис построен в (75 мВ на выводе FBCTRL).

7.2.7 Dual-boost PFC

Сетевые входное напряжение модулирует выходное напряжение PFC. Входное напряжение сети измеряется с помощью VINSENSE вывода.

Если напряжение на VINSENSE выводом опускается ниже 2,2 В, ток поступает от VOSENSE вывода. Для того, чтобы обеспечить стабильное переключение, переходная область 200 мВ вставляется вокруг 2,2 В, см фигура 6 , При низких входных напряжений VINSENSE, выходной ток 15 • А.

Этого выходной ток, в сочетании с резисторами на VOSENSE выводе, устанавливает нижний уровень выходного напряжения PFC при низких напряжениях сети. При высоких входных напряжений питающей сети, ток переключается на ноль. Выходное напряжение PFC затем на ее максимуме. Поскольку этот ток равен нулю в этой ситуации, она не влияет на точность выходного напряжения PFC.

Для обеспечения правильного отключения, в VOSENSE тока переключается на его максимальное значение 15 • А, когда напряжение на выводе VOSENSE падает ниже 2,1 В.

7.2.8 защита от перегрузки по току (PFCSENSE линия)

Максимальный пиковый ток ограничен интегральной схемой в каждом цикле путем измерения напряжения на внешний измерительный резистор R, SENSE1, от источника внешнего МОП-транзистора. Напряжение измеряется с помощью PFCSENSE вывода.

7.2.9 Сетевое пониженное напряжение блокировки / пропадание защиты (VINSENSE линия)

Для того, чтобы предотвратить PFC от работы при очень низких сетевых входных напряжений, напряжение на VINSENSE выводом непрерывно контролируется. Когда напряжение на этом выводе падает ниже V остановка (VINSENSE) уровень, переключение PFC останавливается. Напряжение на VINSENSE вывод зажимается до минимального значения, Vstart(VINSENSE)  Vpu(VINSENSE). •

Вывод VINSENSE напряжения обеспечивает быстрый перезапуск при восстановлении входного напряжения сети после отключения сети.

7.2.10 Защита от перенапряжения (VOSENSE линия)

Для того, чтобы предотвратить выход перенапряжение во время этапов нагрузки и переходных процессов в сети, перенапряжение схема защиты встроена.

Когда напряжение на VOSENSE вывода превышает V OVP (VOSENSE) Уровень, переключение схемы коррекции коэффициента мощности останавливается. Переключение PFC возобновляется когда VOSENSE контактное напряжение падает до менее чем V OVP (VOSENSE) еще раз. Когда резистор между выводом VOSENSE и землей открыт, защита от перенапряжения также срабатывает.

7.2.11 PFC защита с открытым контуром (VOSENSE линия)

Схема коррекции коэффициента мощности не начинает переключение, пока напряжение на VOSENSE вывод не превышает Vth(ol)(VOSENSE) уровень. Эта функция защищает схему от разомкнутого и VOSENSE короткого замыкания.

7.2.12 Драйвер (PFCDRIVER линия)

Схема драйвера с затвором силового полевого МОП-транзистора имеет нагрузочную способность сорсинг

• 500 мА и ток возможности стоком 1.2 A. Эти возможности позволяют быстро коммутируемое и запирание силового МОП-транзистора для эффективной работы.

7.3 Контроллер Flyback

TEA1751LT включает в себя контроллер для импульсного трансформатора. Обратноходовой преобразователь работает в квази-резонансный или DCM с изменением скважности. Вспомогательная обмотка трансформатора обратного хода обеспечивает обнаружение и питание интегральной схемы после запуска.

7.3.1 Multimode operation

Контроллер TEA1751LT работает в нескольких режимах; видеть фигура 7 ,

При высокой выходной мощности, преобразователь переходит в режим квази-резонансным. Следующий конвертер закрытый начинается после того, как размагничивания трансформатора и обнаружения скважности. В квази-резонансные потери на переключение режима сведены к минимуму. Минимизация достигается за счет преобразователя только переключение, когда напряжение внешнего MOSFET находится на минимуме (также см Раздел 7.3.2 ).

Для предотвращения высокой частоты работы при низких нагрузках, максимальная частота коммутации ограничена до 125 кГц. Когда предел частоты достигнут, квази-резонансная операция переходит в DCM с пропуском скважности.

Предел частоты уменьшает потери MOSFET и провел EMI.

Генератор, управляемый напряжением (ГУН) контролирует частоту при очень низкой мощности и ожидания уровнях. Минимальная частота уменьшается до нуля. В режиме восстановления частоты, первичный пиковый ток сохраняется в 25% его максимального уровня чтобы поддерживать высокую эффективность. По мере того как пиковый ток первичного низка в операции редукции частоты, не слышимый шум не заметен при переключении частот в слышимом диапазоне. переключение скважности также активно работает в этом режиме. В режиме уменьшения частоты, контроллер PFC выключен. Изменение максимальной обратного хода частоты линейно с управляющим напряжением на FBCTRL выводе (см фигура 8 ). Гистерезис был добавлен для стабильного включения и выключением переключения PFC. При холостом ходу, частота переключения может быть уменьшена до (почти) нуля.

7.3.2 переключения скважности (HV линия)

Новый цикл начинается, когда внешний МОП-транзистор включен. V FBSENSE и V FBCTRL определяют по времени. МОП-транзистор затем выключается, и начинается вторичный ход. После вторичного импульса, напряжение на стоке показывает колебание с частотой приблизительно: (3)

где L п является первичной самоиндукцией трансформатора обратного хода и C d это емкость на узле слива.

Когда внутреннее напряжение генератора является высоким, и вторичный импульс закончился, схема ожидает низкого напряжения стока перед началом нового первичного импульса.

фигура 9 показывает напряжение стока, сигнал скважности, вторичный сигнал хода и внутренний сигнал генератора.

Переключение скважности обеспечивает высокую частоту работа, как емкостные потери на переключение снижается, см Уравнение

4 , Высокая частота работы делает возможным малые и экономически эффективные магнитные компоненты.

7.3.3 Текущий контроль режима (FBSENSE линия)

Текущий режим управления используется для импульсного трансформатора из-за его эффективного регулирования линии.

FBSENSE вывод воспринимает первичный ток через внешний резистор и сравнивает его с управляющим напряжением внутренним. Внутреннее управляющее напряжение пропорционально напряжение контактного FBCTRL см Рисунок 10 ,

7.3.4 Контроль размагничивания (FBAUX линия)

Система всегда находится в режиме QR или DCM. Внутренний генератор не запускает новый первичный импульс, пока предыдущий вторичный импульс не закончился.

Размагничивание повторяется цикл за циклом.
Для защиты от короткого замыкания, микросхема немедленно понижает частоту (более длиннее-время), таким образом уменьшая уровень силы.

Распознавание демагнетизации подавляется в течение первого TSUP(xfmr_ring) времени 2 с. Это подавление может быть необходимо на низких напряжениях тока выхода и на пуске. Это также может быть требуется в тех случаях, когда трансформатор имеет большую индуктивность рассеяния.

Если вывод FBAUX разомкнут или не подключен, принимается условие неисправности и конвертер немедленно останавливается.
В моём случае был обрыв резистора R53 с маркировкой 9101, микросхема постоянно перезапускалась, при касании щупом тестера резистора R53 со стороны 4 пина, микросхема запускалась и блок давал выходное напряжение.
Обрыв резистора R53 возможно произошёл из-за постоянного нагрева блока питания до высоких температур.

Микросхема перезапускается сразу после устранения неисправности.

7.3.5 Управление Flyback / тайм-аут (FBCTRL линия)

FBCTRL вывод подключен к внутреннему источнику напряжения 3,5 В, используя внутренний резистор 3 кОм •.

Когда напряжение на этом выводе превышает 2,5 V, соединение отключается, и вывод смещен с малым током.

Если напряжение на этом выводе превышает 4,5 В, то ошибка предполагается, переключение блокируется и перезапуск производится.

Если конденсатор и резистор соединены последовательно с этим выводом, функция тайм-аута создается для защиты от открытого контура управления. Видеть Рисунок 11 а также Рисунок 12 , Функция тайм-аута отключается при подключении резистор (100 кОм •) на землю на выводе FBCTRL.

Если контакт замкнут на массу, переключение контроллера обратного хода прекращается. При нормальных условиях эксплуатации, преобразователь регулирует выходное напряжение. Напряжение на FBCTRL выводе, может изменяться между 1,4 В для минимальной выходной мощности и до 2 В для максимальной выходной мощности

7.3.6 плавного пуска (FBSENSE линия)

Для того, чтобы предотвратить звуковой трансформатор шум во время пуска, функция мягкого старта медленно увеличивает пиковый ток трансформатора. Это увеличение может быть достигнуто путем введения резистора и конденсатора между выводом и FBSENSE текущим резистором. Внутренний источник тока заряжает конденсатор на: (5) с максимумом около 0,5 В.

Уровень начала и постоянное время увеличения первичного уровня тока регулируют путем изменения внешнего значения R SS2 и C SS2. (6)

Мягкий пусковой ток Istart(soft)fb включается, как только V CC достигает V запуска. Когда V FBSENSE достигает 0,5 В, то обратноходовой преобразователь начинает переключение Зарядный ток IIstart(soft)fb протекает до тех пор, как V FBSENSE меньше, чем приблизительно 0,5 В.

Если V FBSENSE превышает 0,5 В, то после плавного пуска микросхема начинает ограничения тока. После запуска импульсного трансформатора , схема плавного пуска тока выключается.

7.3.7 Максимальное время включения

Контроллер обратного хода ограничивает время включения внешнего МОП-транзистора до 40 мs. Когда по времени дольше, чем 40 мs, микросхема прекращает переключение и переходит в безопасный режим перезапуска.

7.3.8 Защита от перенапряжения (FBAUX линия)

Защита от перенапряжения выхода реализована в серии GreenChip III. В TEA1751LT, вспомогательное напряжение считываются с помощью тока, протекающего в вывод FBAUX во время повторного импульса. Вспомогательная обмотка напряжения является четко определенной копией выходного напряжения. Внутренний фильтр усредняет скачки напряжения.

Внутренний счетчик вверх-вниз предотвращает ложное обнаружение OVP, которые могут возникнуть во время ESD или грозовых событий. Внутренний счетчик подсчитывает одним, когда выходное напряжение превышает уровень срабатывания OVP в течение одного цикла переключения. Внутренний счетчик подсчитывает вниз на два, когда выходное напряжение не превысило OVP уровня срабатывания в течение одного цикла переключения. Когда счетчик достигает восьми, ИС предполагает истинную OVP, устанавливает

LATCHED защиту и выключает оба преобразователя. Преобразователь перезапускается только после VPLatch input сбрасывается. В типичном применении, внутренняя Latch input сбрасывается, когда напряжение VINSENSE падает ниже 750 мВ, а затем повышают до 870 мВ.

Запертом защита также сбрасывается путем удаления напряжения на V CC и HV выводах. Размагничивания резистор, R FBAUX устанавливает выходное напряжение V о (OVP) при котором функция OVP поездки: где N s это число витков вторичной обмотки и N Окс это число вспомогательных витков трансформатора. ток I OVP (FBAUX) внутренне отделан. Точное обнаружение OVP стало возможным путем регулировки значения R FBAUX с соотношением витков трансформатора.

7.3.9 защита от перегрузки по току (FBSENSE линия)

Текущий первичный пик трансформатора измеряется точно цикл за циклом с помощью внешнего резистора R sense2. В FBCTRL устанавливает уровень, к которому ОСР пределы контура V FBSENSE ( видеть Раздел 7.3.3 ). ОСР обнаружение подавляется во время передового периода гашения, т LEB, для предотвращения ложных срабатываний из-за включения нагрузки.

7.3.10 Overpower protection

Во время первичного хода импульсного трансформатора , входное напряжение измеряется посредством измерения тока, вытекающего из вывода FBAUX.

Текущая информация используется для регулировки тока пика сливную импульсного трансформатора, измеренного от FBSENSE вывода. Внутренняя компенсация такова, что максимальная выходная мощность реализуется, который практически не зависит от входного напряжения. Кривой ОПП приведен в Рисунок 15 ,

7.3.11 Driver (FBDRIVER pin)

Схема драйвера на затвор мощного полевого транзистора способна создавать силу тока до 500 мА и нагрузочную способность до 1,2 А. эти возможности позволяют быстро открыть - закрыть силовой MOSFET, таким образом обеспечивается эффективная работа.

11. Информация к Применение

Источник питания с TEA1751LT состоит из схемы коррекции коэффициента мощности и преобразователь обратного хода. Видеть Рисунок 16 , Конденсатор C VCC буфера напряжения питания интегральную схему. ик питается от высокого напряжения выпрямленной сети во время пуска и вспомогательной обмоткой импульсного трансформатора во время работы.

Sense резисторы R SENSE1 и R SENSE2 преобразовать ток через МОП-транзисторы S1 и S2 в напряжение на выводах PFCSENSE и FBSENSE. Значения R SENSE1 и R SENSE2 определить максимальный первичный пиковый ток в МОП S1 и S2.

В приведенном примере, Latch input вывод подключен к отрицательному Температурный коэффициент (NTC) резистор.

Защита активируется, когда сопротивление падает ниже значения, вычисленного следующим образом: рис.(8)

Конденсатор С АУТ соединен с контактом FBCTRL. р LOOP добавляют так, что тайм-аут конденсатор не мешает нормальному контура регулирования. р S1 и R S2 добавляют для предотвращения мягкого пуска конденсаторов от заряжаются во время нормальной работы из-за отрицательные скачки напряжения на чувственных резисторах.

Резистор R AUX1 добавляют для защиты интегральной схеме от повреждения во время грозовых событий.